按照NS的文档，我把计算过程重新推算一便，首先，前端只用TVS嵌位，只考虑变比和漏感不同：

推算过程为：

以上分析过程，只考虑漏感和变比的大小，因为这两个是最主要的因素，忽略了暂态过程，假设Vo是稳定的，应该说只能定性的分析得出结果。
以下用RCD的暂态分析结果（采用比较简单的过程分析）：
分析等效图形如下：

关断过程后，简单的认为，励磁电感对副边充电（有段延迟时间不计），漏感放电结束后没有震荡（认为电压是恒定的，本质上始终存在Ring），副边对电容充电，副边先后完成充电。

分析结果如下：



从上面的推导可以看出，在匝比相差很大的时候，漏感的作用非常明显。如果匝比相同的时候，电源在保持主回路精度的时候，其他回路的精度和很多因素相关：

1.输入电压（向上钳位与之无关，向下钳位与之有关）
2.主回路的平均电流
3.主回路的输出电压
4.RCD电容电压
5.前端漏感
6.主回路漏感
7.副回路漏感
8.副回路负载

通过计算分析（此图引用文章中的内容，算起来太郁闷了，机器死机了）

从此可以看出，负载越小的误差越大（电流越大）。第二个就是降低Vc的电压的时候（降低RCD的电阻），不过由此会造成能耗的增加。
此篇写完会根据以上的一些结论做一些改善措施。

蒙特卡罗(Monte Carlo)方法，或称计算机随机模拟方法，是一种基于“随机数”的计算方法。
蒙特卡洛模拟是用来解决工程和经济中的非确定性问题，通过成千上万次的模拟，涵盖相应的可能概率分布空间，从而获得一定概率下的不同数据和频度分布，通过对大量样本值的统计分析，得到满足一定精度的结果。
前面有篇文章介绍过：计算电路极值，里面用到了这种方法，不过关于它的详细介绍却没有介绍。
1.参数取最大值，正常值，最小值的方法：

2.参数取均匀分布的方法：

3.参数取正态分布的方法：

计算过程就是把所有的参数带入后得到直方图：


最终结果：
1.参数取最大值，正常值，最小值的方法：

2.参数取均匀分布的方法：

3.参数取正态分布的方法：

谈了很多定性的东西，现在做一个例子介绍一下，如何计算放电的能量。

这里shunt电阻不一定是有的，不过可以先考虑。
保护方法1

保护方法2

计算保护方法1：
用拉普拉斯变换或者一阶放电公式都可以用来求：

以上为电感电流和分流电阻电流：


从图上也可以看出时间。
把这个能量和Zener管子最大能承受的能量比较可以得到一个结果。
补偿方法2同样分析。
如果没有shunt电阻，终止条件为电感电压-电阻电压=zener的电压。

此文主要参考renasus功率二极管应用说明，考虑大部分人比较懒，有针对性的分成几个部分，第一个部分是介绍，就是本文，以后会把对策和一些自己的考虑加上去。
雪崩破坏
如果在漏极-源极间外加超出器件额定VDSS的电涌电压，而且达到击穿电压V(BR)DSS （根据击穿电流其值不同），并超出一定的能量后就发生破坏的现象。

在介质负载的开关运行断开时产生的回扫电压，或者由漏磁电感产生的尖峰电压超出功率
MOSFET的漏极额定耐压并进入击穿区而导致破坏的模式会引起雪崩破坏。
典型电路：




器件发热损坏
由超出安全区域引起发热而导致的。发热的原因分为直流功率和瞬态功率两种。

直流功率原因：外加直流功率而导致的损耗引起的发热

• 导通电阻RDS(on)损耗（高温时RDS(on)增大，导致一定电流下，功耗增加）
• 由漏电流IDSS引起的损耗（和其他损耗相比极小）

瞬态功率原因：外加单触发脉冲

• 负载短路
• 开关损耗（接通、断开） *（与温度和工作频率是相关的）
• 内置二极管的trr损耗（上下桥臂短路损耗）（与温度和工作频率是相关的）

器件正常运行时不发生的负载短路等引起的过电流，造成瞬时局部发热而导致破坏。另外，由于热量不相配或开关频率太高使芯片不能正常散热时，持续的发热使温度超出沟道温度导致热击穿的破坏。


内置二极管破坏
在DS端间构成的寄生二极管运行时，由于在Flyback时功率MOSFET的寄生双极晶体管运行，
导致此二极管破坏的模式。

由寄生振荡导致的破坏
此破坏方式在并联时尤其容易发生
在并联功率MOS FET时未插入栅极电阻而直接连接时发生的栅极寄生振荡。高速反复接通、断
开漏极-源极电压时，在由栅极-漏极电容Cgd(Crss)和栅极引脚电感Lg形成的谐振电路上发生此寄生振荡。当谐振条件(ωL=1/ωC)成立时，在栅极-源极间外加远远大于驱动电压Vgs(in)的振动电压，由于超出栅极-源极间额定电压导致栅极破坏，或者接通、断开漏极-源极间电压时的振动电压通过栅极-漏极电容Cgd和Vgs波形重叠导致正向反馈，因此可能会由于误动作引起振荡破坏。



栅极电涌、静电破坏
主要有因在栅极和源极之间如果存在电压浪涌和静电而引起的破坏，即栅极过电压破坏和由上电状态中静电在GS两端（包括安装和和测定设备的带电）而导致的栅极破坏

首先定义一下高边开关:[high side switch]HSD，刚开始接触这个东西觉得不太明白，其实就是一个带Logic驱动的Mosfet。
　　高边开关的作用在于降低低压汽车,工业照明和电机控制应用的成本及复杂性.高边开关是模拟电路和强劲的负载/输出驱动器的经济高效的集成.此累系统封装器件的设 计为严格的汽车应用带来了强劲的高电流负载控制.高边开关的设计能够提高主板空间的效率,节约系统的成本,他们于微控制器在一起为各种负载如马达,照明,传动器等等提供必要的保护和控制. 只需一个简单的TTL逻辑输入，并将诊断输出状态集成到微控制器中。他们可轻松地驱动电感负荷和电阻负荷。
分成两种：数字反馈和模拟反馈，两种在驱动上是一致的在诊断上有非常大的不同。以后会详细叙述高边开关的保护策略。




前面都是简介，下面来计算HSD的功耗，重点叙述阻性负载，如果要算驱动灯泡可以把灯泡的电流随电压变化的公式代入后求得。

根据Datasheet上面的数据，得到电压上升和下降的函数，按一个周期内进行描述。
然后列出电压和电流的关系，进而可以得到功耗公式。
在三种不同情况下，
DutyCyle=0，打开，无功耗
DutyCyle>=1，常闭按照I*I*R计算
0<DutyCyle<1,PWM状态，按照开启，导通，关闭三个过程。




按照这样的算法，可以得出HSD的功率。

首先上传一个文档，中文的，国半关于原理的叙述，如果有原理不清楚的可以看这个文档。

大概粗略简述一下稳定性，主要是因为LDO其实是一个反馈控制电路，基于反馈环路稳定性要求加入了电容等于加入了一个零点，对整个系统有着非常重要的意义（不加或者加错了就容易出现问题），对LDO后面电容有比较高的要求，ESR和容值。

好来说一下电容选择
电解电容：价格便宜，因为低温下面存在很大的ESR的问题，所以需要努力的计算。
胆电容：价格略高，ESR问题较小，仍旧需要算。
下面把ESR的计算方法简略介绍一下，采用放缩法进行计算：


但是这里没有考虑一个非常重要的因素，ESR是随着时间的推移变化的，因此用胆电是比较保险的，计算方法和电解电容的算法类似。
电容容值误差计算用以前电阻精度计算方法类似，如下：


如果采用泥电容，需要计算电容温度的问题，不详细叙述了。
Ps：发现都是潜水的多，留言的少。常过来看看的发表一下看法嘛！！！

运放的主要误差因素有
输入失调电压VIO，输入失调电压温漂αVIO，输入偏置电流IIB，输入失调电流IIO，输入失调电流温漂αIIO等。
以下皆为各个元素的定义，略交代一下。
  （1）输入失调电压
　  输入失调电压的定义是：在室温和标称电源电压下，为使运放输出电压为零而在输入端之间所加的补偿电压。  VIO是由于构成输入端差分放大器两个晶体管的Is不等引起的，抵消这一电压必须在输入端加一个与之反相的电压。VIO的数量级在1μv～20mv之间。
  （2）输入失调电压温漂αVIO
　 输入失调电压温漂是在一定温度范围内失调电压VIO的变化量与温度T的变化量之比（ΔVIO ／Δ T），普通运放的αVIO约为几十μv／℃，但对低漂移运放，该值往往小于1μv／℃，有的甚至小于0．1μv／℃。
  （3）输入偏置电流IIB   输入偏置电流IIB是输入端不加信号时流入两输入端的平均电流，它的大小主要取决于运放差分输入级晶体管的β的大小。如果β过小将使IIB增大。通常IIB的数值在1nA～1mA之间，可见运放的工作点是非常低的，这也决定了运放的输入阻抗很高。IIB的存在将使得在运放输入端的电阻上及信号源的内阻上产生共模输入电压。
  （4）输入失调电流IIO及其温漂αIIo
　 输入失调电流IIO是输入端不加信号时流入两输入端的电流之差，即：IIO＝IB1－IB2，它是由于运放差分输入级晶体管的β不等引起的。它的存在将使得在运放输入端的电阻上及信号源的内阻上产生差模输入电压。
下面我们开始分析电路，做最坏分析的时候，有两种不同的方法：
第一种就是把所有最坏值都放进去，得出的值可能不会发生，比如在稳定一定的情况下，电阻最大值最小值是有限的，你把可能的值都算上，把他们组合起来即可，实际这种情况不可能发生，因为温度在一个时刻只有一个，参数是相关的，不是无关的。
第二种：把一些关键的环境因素提取出来，比如上述的电子的误差，你把温度提取出来作为电阻的参数之一，然后扫描整个温度范围区间即可，等于在整个函数中提取出温度作为整个参数之一。
接下来我们看电路分析了，前面在介绍节点电压分析的时候，因为加入偏置电压和偏置电流，整个电路等效起来相对比较麻烦，如图1和图2
图1

图2

按照普通的方法可是很麻烦的，把所有的参数按照等式罗列，这么做的唯一后果就是做出来很痛苦，不容易检查错误，如下图所示：

换一种思路，利用矩阵的节点电压法，其实公式都是一样的，只是把等式分为G×V=I，求逆矩阵即可。结果如图：

通过求导分析后即可得到最大值最小值

这里使用的方法是把所有的参数矩阵化，求得最值的取向后直接生成一个index，这样就可以自主选择数据，不用一个个去排哪个参数了。当然这里用的方法是第一种，温度不作为单独的变量。
下面如果把温度作为单独变量呢，可计算得到结果如下：


通过把温度独立出来，可以很精确的知道，在温度变化的情况时，变化的参数值，也容易分析出，常温的时候变化是多少，如果误差比较大，也可以采取校验的方法，在常温下采集，然后在别的温度下减去常温下采集得到的数值。

从上面可以看到，在一个温度下，由于器件参数分布的问题，出来的结果有变化，但是经过校验，把这些参数分布中一致变化的东西剔除掉，只留下和温度有关的值，结果误差就非常小了。
计算仅供参考。

我们实际分析的电路的时候如果参数比较多，就很难分析到底如何选取参数组合得到最大最小值。这里使用多元偏微分的方法来运算。如果我们需要计算统计的进度，我们可以使用蒙特卡洛方法。
蒙特卡罗(Monte Carlo)方法，或称计算机随机模拟方法，是一种基于“随机数”的计算方法。
下面举个例子来说明吧，把各个参数分成正态分布和均匀分布分别讨论。
加一些说明和注释吧，否则大概看不太明白或者要费很多时间：
电路很简单，两个电阻分压，由单片机的自带AD采样。
电路的误差因素可以罗列为
电阻R1误差：一般电阻标定的1%为出厂精度，焊接过后，温度变化，温度冲击都会引起变化，在前面的博客中有介绍，具体不详细叙述。
电阻R2误差
Ldo输出电压作为单片机AD参考源产生误差
Ad采样的Bit误差
Ad存在输入电阻产生的漏电流
五个误差因素
然后列公式，首先是到AD口的电压分析，其次是电压转化为数值的分析。合在一起，有五个参数，如何确定最大值，当然你可以自己去分析那个参数对结果的影响。简单的方法是直接对每个参数求偏微分，如果变化区间不大的话，可以直接得出来正影响还是负影响。
然后得到数值变化图，最大值，最小值，正常值。
我们来检验一下，设定5万次抽样。
首先把所有的误差设定为平均分布，然后让参数随机产生，得出结果后，按照值的区间来做分布，可以得到曲线分布图。当然得到结果后，可以求出方差和标准差了，可以得到3标准差的精度了。这里只做介绍，以后我会单独拉出来分析分析。
对比误差平均分布和正太分布，可以发现结果差很多。所以如果我们不重视前期验证和设计的话，过个一两年老化，冲击之后，我们的参数都往外偏，可以想象一下我们为什么在实验室好好的，批量出来总会有个把“不听话”的了真正原因了。

节点电压法非常常用，在计算中，可以通过矩阵运算来简化列方程的过程。当然缺点是单位没办法附带，可以用标准单位制，在例子中，可以用运放模型来计算。运放模型在以后会详细叙述，先介绍一下方法。